Методы улучшения работы при малой разнице напряжений с помощью устройств ТРS54240 и TPS54260

Джерри Чен (Jerry Chen), Стив Шнайер (Steve Schnier), Энтони Фаньяни (Anthony Fagnani), Дэйв Дэниелс (Dave Daniels)

Устройства TPS54240 и TPS54260 являются членами семейства устройств импульсных несинхронных понижающих преобразователей напряжения со встроенными МОП-транзисторами на стороне высокого напряжения и с допустимой скважностью 100%. Однако при работе в области 100% скважности (когда входное напряжение незначительно выше выходного) регулировка выходного напряжения при высоких нагрузках может ухудшаться. В данной работе на практике исследуется причина такой работы и представляется ряд предложений по улучшению работы при малом падении напряжения. Сравнение доводов «за» и «против» иллюстрирует оптимальность выбора для каждого решения. Эти решения могут применяться для устройств TPS54040A, TPS54060A, TPS54140A и TPS54160A.

Введение

Устройства TPS54240 и TPS54260 представляют собой несинхронные понижающие преобразователи с напряжением до 42 В (и 60 В) со встроенным МОП-транзистором N-типа на стороне высокого напряжения. Малое падение напряжения существенно тогда, когда входное напряжение приближается к уровню номинального выходного напряжения. В этих преобразователях применяется цепь компенсационной обратной связи для заряда конденсатора, включаемого между контактами разъёма BOOT и PH для обеспечения напряжения открывания затвора полевого транзистора на стороне высокого напряжения. Для улучшения характеристик при малом падении напряжения данное семейство устройств спроектировано для работы при 100% скважности, пока напряжение между контактами разъёма ВООТ и РН выше 2,1 В. Когда же напряжение между контактами ВООТ и РН становится ниже 2,1 В, для защиты полевого транзистора контур блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) отключает этот МОП-транзистор, поскольку напряжение питания затвора становится недостаточным. При этом диод на стороне низкого напряжения начинает проводить ток, переключая контакт РН на землю и разряжая конденсатор ВООТ. Будьте внимательны в случаях длительного периода таких интенсивных рабочих циклов как с нагрузками, так и без них. В этих условиях тока индуктора может оказаться недостаточно для включения диода стороны низкого напряжения и для переключения вывода РН на землю на время, достаточное для разрядки конденсатора BOOT. В результате МОП-транзистор преобразователя остановит процесс переключения из-за того, что напряжение цепи блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) для ВООТ будет ниже 2,1 В. Это происходит только в условиях малого падения напряжения и низких нагрузок.

В данном исследовании по практическому применению рассматривается работа с малым падением напряжения при низких нагрузках и представляются два основных решения и четыре дополнительных решения для повышения рабочих характеристик. Для оценки преимуществ и недостатков каждого решения применяются устройства TI TPS54260 и TPS54260EVM-597. Эти решения могут применяться для устройств TPS54040A, TPS54060A, TPS54140A и TPS54160A.

Работа TPS54260 с малым падением напряжения

Плата TPS54260EVM-597 представляет собой модель для оценки устройства TPS54260 с выходным напряжением 3,3 В, как это описано в [2]. Переключающим элементом на стороне низкого напряжения является внешний ограничивающий диод D1. Для исследования малого падения напряжения необходимо произвести несколько модификаций:

  1. Переместите сопротивления R1 и R2 на плавающий контакт EN. Внутренний Pull-Up резистор установит внутреннее напряжение контура блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) равным 2,5 В.
  2. Для установки выходного напряжения равным 5 В переключите R6 на 53,6 кОм.

В результате плата сможет работать при низких входных напряжениях без отключения устройства из-за внешнего резисторного делителя на выводе EN, вследствие чего может быть оценена работа с малым падением напряжения. Плата считается первичным преобразователем. Поскольку устройство TPS54260 является несинхронным, оно работает как в режиме непрерывной токопроводимости (РНТП/CCM), так и в режиме дискретной токопроводимости (РДТП/DCM) в зависимости от выходного тока нагрузки. Схема включения TPS54260, применяемая для тестирования, показана на рисунке 1. Формы колебаний сигналов BOOT и PH показаны на рисунке 2 для входного напряжения 8 В и нагрузки 2 А.

 Принципиальная схема преобразователя

Рисунок 1. Принципиальная схема преобразователя



 Форма сигналов на выводах BOOT и PH

Рисунок 2. Форма сигналов на выводах BOOT и PH

Работа в режиме дискретной токопроводимости (РДТП / DCM)

Уменьшение тока нагрузки на выходе переводит силовой каскад в работу в РДТП. На рисунках 3-5 представлены формы колебаний сигнала коммутационного узла (вывод PH) в этом состоянии. Обратите внимание на то, что при работе в РДТП существуют три специфических состояния во время каждого периода коммутации. Первое состояние — это состояние ВКЛЮЧЕНО (ON), когда МОП-транзистор включён (открыт), а ограничивающий диод D1 выключен. Состояние ВЫКЛЮЧЕНО (OFF), когда МОП-транзистор выключен (закрыт), а диод D1 включён. Состояние БЕЗ НАГРУЗКИ (IDLE), когда и МОП-транзистор, и диод D1 выключены. Без учёта падения напряжения на МОП-транзисторе и на ограничивающем диоде, напряжение на выводе РН равно входному напряжению в состоянии ВКЛЮЧЕНО и равно нулю в состоянии ВЫКЛЮЧЕНО. В цикле переключения также имеется состояние БЕЗ НАГРУЗКИ, в котором и МОП-транзистор, и диод D1 выключены. Ток в индукторе равен нулю, а напряжение на узле РН должно быть равно выходному напряжению. В действительности форма колебаний сигнала на РН изменяется из-за того, что выходной индуктор и ёмкость перехода каждого ограничивающего диода образуют резонансную LC-цепь.

 Форма колебаний сигнала PH в РДТП

Рисунок 3. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, VIN = 8 В, IOUT = 100 мА



 Форма колебаний сигнала PH в РДТП

Рисунок 4. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, VIN = 8 В, IOUT = 200 мА



 Форма колебаний сигнала PH в РДТП

Рисунок 5. Форма колебаний сигнала PH в РДТП, VIN = 12 В, IOUT = 100 мА

На рисунках 3-5 представлены колебания сигнала на выводе PH, показанного на рисунке 1 для различных входных напряжений и нагрузок. Рисунок 3: VIN = 8 В, IOUT = 100 мА; рисунок 4: VIN = 8 В, IOUT = 200 мА; рисунок 5: VIN = 12 В, IOUT = 100 мА. Сравните рисунок 3 с рисунками 4 и 5. Вы увидите, что продолжительность состояния ВЫКЛЮЧЕНО короче, когда входное напряжение ниже, а нагрузка выше. Рисунок 3: toff = 640 нс; рисунок 4: toff = 940 нс; рисунок 5: toff = 840 нс. При отсутствии нагрузки продолжительность состояния ВЫКЛ. минимальна.

Работа с малой разностью напряжений при низкой нагрузке

При отсутствии нагрузки и минимальном входном напряжении продолжительность состояния ВЫКЛ. будет наименьшей, в соответствии с результатами, показанными в разделе «Работа в режиме дискретной токопроводимости (РДТП / DCM)». Не всегда оказывается достаточно времени для зарядки конденсатора ВООТ, чтобы его напряжение было выше порога 2,1 В в состоянии ВЫКЛ. Как было показано выше, при увеличении нагрузки продолжительность состояния ВЫКЛ. увеличивается. Однако этого времени по-прежнему может не хватать, если нагрузка недостаточно высока. При этом условии, если не учитывать резонансные колебания в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ, напряжение на выводе РН равняется выходному напряжению. Если входное напряжение на 2,1 В выше выходного напряжения, конденсатор ВООТ может быть заряжен в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ до 2,1 В. Если входное напряжение ниже значения «выходное напряжение плюс 2,1 В», конденсатор ВООТ не может быть полностью заряжен, и напряжение между ВООТ и РН падает ниже 2,1 В, а при этом сторона высокого напряжения выключается. В этом режиме работы регулировка (стабильность) выходного напряжения ухудшается. На рисунке 6 показана работа при входном напряжении 6 В и низкой нагрузке на выходе. Напряжение VBOOT — VPH не может оставаться выше 2,1 В, и пилообразные пульсации сигнала напряжения будут составлять примерно 2,1 В. При снижении входного напряжения ниже номинального напряжения 12 В без нагрузки эти колебания на выходе возникают при определённом входном напряжении. Это напряжение определяется как начальное напряжение. Если входное напряжение снова увеличится, преобразователь вернётся обратно к нормальной работе. Этот уровень напряжения определяется как напряжение восстановления. Между начальным напряжением и напряжением восстановления существует запаздывание (гистерезис). Начальное напряжение и напряжение восстановления рассматриваемого преобразователя на рисунке 1 составляют 7,7 и 8 В соответственно.

 Форма сигналов при питании схемы

Рисунок 6. Форма сигналов при питании схемы с малым перепадом напряжения

Если преобразователь работает в РНТП (ССМ), напряжение РН подключается к земле на время, пока ключ верхнего плеча выключен, благодаря чему конденсатор ВООТ заряжается полностью. В результате для РНТП данной проблемы нестабильности не существует. Однако при работе в области 100% скважности, при включении цепи блокировки питания при пониженном напряжении (ULVO) происходит провал выходного напряжения для ВООТ. МОП-транзистор верхнего плеча выключается, а конденсатор на выходе должен обеспечивать нагрузку в течение всего этого времени (смотрите рисунок 7).

 Имитация нагрузки с напряжением на выходе 5 В

Рисунок 7. Имитация нагрузки с напряжением на выходе 5 В

Эта ситуация интересна потому, что при низкой нагрузке преобразователь переходит в экономичный режим Eco-mode™ для уменьшения потерь энергии. В этом режиме устройство прекращает нормальную коммутацию на некоторый период времени, генерируя лишь редкие всплески импульсов переключения, чтобы поддерживать выходное напряжение. При переключении МОП-транзистора конденсатор ВООТ заряжается до определённого уровня — выше чем 2,1 В, после чего преобразователь переходит в спящий режим с остановкой коммутации. Конденсатор медленно разряжается за счёт внутреннего сопротивления вывода ВООТ, и напряжение ВООТ постепенно снижается. Когда напряжение становится ниже 2,1 В, цепь блокировки питания при пониженном напряжении (UVLO) блокирует коммутацию до тех пор, пока VIN — VOUT не превысит 2,1 В. После этого конденсатор ВООТ вновь будет заряжен до нужного уровня, и начнётся следующий цикл данной операции.

Чем больше нагрузка, тем дольше сохраняется нестабильность; это объясняется необходимостью большей зарядки в состоянии ВЫКЛ. при более высокой нагрузке, что приводит к более медленному снижению напряжения ВООТ. При достаточном значении имитационной нагрузки преобразователь входит в работу в режиме фиксированной частоты (current mode). В этот момент проблема низкого уровня электропитания перестаёт существовать и функция экономичного режима Есо-mode™ отключается.

Основные решения

В соответствии с приведённым выше описанием, существуют два основных способа решения проблемы работы с малым перепадом напряжения. Как показано на рисунке 1, решение «A» касается имитации нагрузки на выходе. Решение «В» касается внешнего напряжения в точке ВООТ через диод. Решение «А» увеличивает продолжительность состояния ВЫКЛ., чтобы конденсатор ВООТ мог зарядиться до 2,1 В. Решение «В» увеличивает напряжение непосредственно в точке ВООТ для обеспечения необходимого напряжения на конденсаторе ВООТ.

Решение с имитацией нагрузки

Когда значение входного напряжения приближается к значению напряжения на выходе, требуется более высокая нагрузка для поддержания состояния ВКЛ. достаточно долго. Если применяется имитация нагрузки, пользователь может увидеть, что преобразователь выполняет регулировку в течение более длительного времени, прежде чем сигнал на выходе уменьшится. После этого сразу же произойдёт восстановление регулировки в следующем цикле работы. Продолжительность периода регулировки может составлять несколько минут, в зависимости от размера имитационной нагрузки и соотношения выход/вход, с последующим коротким временем восстановления.

На рисунке 7 показаны значения имитационных нагрузок для различных входных напряжений, когда напряжение на выходе равно 5 В. Минимальная нагрузка выбирается таким образом, чтобы обеспечивалась хотя бы одна минута регулировки вслед за мгновенным восстановлением после прерывания электропитания. Также на рисунке показаны соответствующие значения имитационных резисторов.

Для напряжения 3,3 В, помимо переключения R6 обратно на 31,6 кОм, корпорация Texas Instruments рекомендует добавлять на входе сглаживающий конденсатор 220 мкФ для обеспечения стабильности входного напряжения. Когда значение входного напряжения приблизится к минимально допустимому значению для устройства TPS54260 (3,5 В), шум и импульсы на входе при коммутации могут вызвать отключение регулятора. На рисунке 8 показана имитационная нагрузка, необходимая для соответствующего сопротивления, необходимого для поддержания выходного напряжения 3,3 В при регулировании хотя бы в течение одной минуты.

 Имитация нагрузки с напряжением на выходе 3,3 В

Рисунок 8. Имитация нагрузки с напряжением на выходе 3,3 В

Внешнее напряжение на ВООТ

При подаче напряжения на вывод ВООТ, которое на 2,1 В выше выходного напряжения, на выходе будет осуществляться нормальная регулировка. Источник низкого напряжения позволит производить зарядку конденсатора ВООТ, пока этот источник будет стабилен, он и будет обеспечивать достаточную мощность в нагрузке и быструю реакцию на колебания нагрузки. Ток от внешних источников напряжения подключён параллельно с внутренним регулятором ВООТ. На рисунке 9 показано минимальное необходимое напряжение в точке ВООТ для различных входных напряжений при отсутствии нагрузки, когда напряжение на выходе составляет 5 В и 3,3 В.

Если в системе имеется другое напряжение, оно может использоваться в устройствах семейства TPS54260 для улучшения регулировки при малом перепаде напряжения. Как показано на рисунке 9, внешнего напряжения 6 В достаточно для поддержания конвертера с выходным напряжением 3,3 В в состоянии регулировки при любом входном напряжении. Для конвертера напряжением 5 В аналогичный вывод справедлив для дополнительного внешнего напряжения 7,5 В.

 Необходимое внешнее напряжение на выводе ВООТ

Рисунок 9. Необходимое внешнее напряжение на выводе ВООТ

Дополнительные решения

Базовые решения предлагают две идеи о том, как улучшить работу с малым падением напряжения:

  1. Повышение уровня напряжения на выводе ВООТ или повышение тока заряда конденсатора ВООТ.
  2. Подключение вывода РН к земле при выключенном МОП-транзисторе.

В документе SLVA444 [3] «Обеспечение постоянного питания затвора при использовании генератора накачки заряда» представлена схема на основании решения (1). В данном исследовании представлены 4 дополнительных решения:

  1. Диод, включённый между входом и ВООТ.
  2. Диод, включённый между выходом и ВООТ.
  3. Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ.
  4. Диод и резистор на выводе РН.

На рисунках 10 и 11 показаны принципиальные схемы этих решений для выходного напряжения 5 В.

Решения (1), (2) и (3)

Рисунок 10. Решения (1), (2) и (3)



Решение (4)

Рисунок 11. Решение (4)

Первые три дополнительных решения работают за счёт подачи дополнительного напряжения на вывод ВООТ для поддержки зарядки конденсатора ВООТ. Четвёртое решение работает за счёт переключения напряжения РН на землю с дополнительным резистором, что позволяет конденсатору ВООТ заряжаться в состоянии БЕЗ НАГРУЗКИ. Для того чтобы ток не утекал в землю через добавленный резистор, необходимо установить диод. В состоянии ВКЛ. напряжение РН равно входному напряжению, и ток подтягивающего резистора равен VIN/R (входному напряжению, деленному на сопротивление). Это решение было протестировано с использованием сопротивления 39 кОм. Обратите внимание на рассеиваемую мощность в резисторе при максимальном входном напряжении, равную I2×R.

Начальное напряжение и напряжение восстановления

Определения начального напряжения и напряжения восстановления приведены в разделе «Работа с малой разностью напряжений при низкой нагрузке». В таблицах 1 и 2 приведены значения начального напряжения и напряжения восстановления для четырёх дополнительных решений в сравнении с первичным преобразователем, показанным на рисунке 1 для выходных напряжений 3,3 и 5 В. Ограничения максимальных входных напряжений, указанные в таблицах 1 и 2, рассмотрены в разделе «Диапазон напряжений на входе и на выходе».

Таблица 1. Начальное напряжение и напряжение восстановления при VOUT = 3,3 В

Решения Начальное
напряжение, В
Напряжение
восстановления, В
Максимальное входное
напряжение VIN, В
(1) Диод, включённый между входом и ВООТ 4,1 4,2 8
(2) Диод, включённый между выходом и ВООТ 4,2 5 60
(3) Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ 4,2 5 60
(4) Диод и резистор на первичном преобразователе PH 4,3 4,4 60
Исходная схема конвертера 4,9 5 60


Таблица 2. Начальное напряжение и напряжение восстановления при VOUT = 5 В

Решения Начальное
напряжение, В
Напряжение
восстановления, В
Максимальное входное
напряжение VIN, В
(1) Диод, включённый между входом и ВООТ 5,9 6 8
(2) Диод, включённый между выходом и ВООТ 6,7 7,9 60
(3) Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ 6,3 7,8 60
(4) Диод и резистор на первичном преобразователе PH 5,8 7,5 60
Исходная схема конвертера 7,7 8 60

Ниже приводятся некоторые первоначальные выводы на основании данных таблиц 1 и 2. Гистерезис (разность) между начальным напряжением и напряжением восстановления гораздо меньше для выходного напряжения 3,3 В, чем для напряжения 5 В. Начальные напряжения для этих решений для напряжения 3,3 В также близки. Для напряжения 5 В решения (1) и (4) дают самые низкие входные напряжения. Решение (3) с генератором накачки заряда позволяет улучшить работу при низком перепаде напряжения в сравнении с решением (2) с установкой диода между выходом и ВООТ, но для него требуется установка двух дополнительных компонентов. Из всех решений гистерезис решения (1) наименьший.

Диапазон напряжений на входе и на выходе

Обычно устройство TPS54260 устанавливает напряжение BOOT равным 6,5 В для зарядки конденсатора ВООТ, как показано на рисунке 2. Если входное напряжение меньше 6,5 В, напряжение заряда будет приблизительно равняться входному напряжению. В решениях (1), (2) и (3) на ВООТ подаётся внешнее напряжение, которое может увеличить напряжение заряда. Абсолютно максимальное значение разности напряжений между ВООТ и РН составляет 8 В. Для решения (1) напряжение ВООТ приблизительно равно входному напряжению в состоянии ВЫКЛ. В результате, если входное напряжение равно 8 В, конденсатор ВООТ может быть заряжен до 8 В. Если входное напряжение выше 8 В, напряжение конденсатора ВООТ будет выше 8 В и будет превышать абсолютное максимальное значение. Это ограничивает входное напряжение максимально до 8 В. На рисунке 12 показан рабочий статус для решения (1), когда входное напряжение VIN = 8 В, а измеренное напряжение между VBOOT и VPH составляет 8 В.

Рабочая форма сигнала для решения (1)

Рисунок 12. Рабочая форма сигнала для решения (1)

В решениях (2) и (3) диод соединяет выход и ВООТ. Напряжение ВООТ в этом случае может нагружать выходное напряжение. Если напряжение на выходе выше 8 В, разница напряжений VBOOT и VPH будет превышать абсолютное максимальное значение.

В решении (4) напряжение на ВООТ не подаётся, поэтому ограничений для входного и выходного напряжений нет.

Эффективность (КПД)

На рисунке 13 показана эффективность для четырёх дополнительных решений относительно исходного преобразователя при VIN = 8 В, а на рисунке 14 показана эффективность без решения (1), когда VIN = 12 В, поскольку решение (1) не работает для входного напряжения свыше 8 В, как это описано в разделе «Диапазон напряжений на входе и на выходе».

КПД при входном напряжении 8 В

Рисунок 13. КПД при входном напряжении 8 В



КПД при входном напряжении 12 В

Рисунок 14. КПД при входном напряжении 12 В

Основным выводом, который может быть сделан на основании полученных результатов, является то, что для решения с диодом и резистором на РН эффективность (КПД) оказывается ниже. Низкая эффективность может быть вызвана диодом, добавленным последовательно к выходному току. Здесь происходит дополнительная потеря мощности, равная среднеквадратичному значению выходного тока, умноженному на прямое падение напряжения на добавленном диоде.

Реакция на переходные процессы в нагрузке

Тестирование реакции на переходные процессы в нагрузке подтвердило отсутствие значительного ухудшения характеристик. На рисунках 16-20 показаны реакции на изменения нагрузки для дополнительных решений в сравнении с исходным преобразователем. Входное напряжение равно 8 В, а условия нагрузки показаны на рисунке 15. Максимальный выходной ток 2,5 А определяется как 100% нагрузка.

Динамическая нагрузка

Рисунок 15. Динамическая нагрузка

Все отклонения от номинала в меньшую и большую стороны не превышают 100 мВ, что составляет 4% от выходного напряжения, как показано на рисунках 16-19. Однако на рисунке 20, для диода и резистора на РН, видны более значительные отклонения от номинала.

Реакция на переходные процессы в нагрузке

Рисунок 16. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (1): диод, включённый между входом и ВООТ



Реакция на переходные процессы в нагрузке

Рисунок 17. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (2): диод, включённый между выходом и ВООТ



Реакция на переходные процессы в нагрузке

Рисунок 18. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (3): генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ



Реакция на переходные процессы в нагрузке

Рисунок 19. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Первичный преобразователь



Реакция на переходные процессы в нагрузке

Рисунок 20. Реакция на переходные процессы в нагрузке. Решение (4): диод и резистор на РН

Заключение

Для улучшения работы устройств TPS54240 и TPS54260 при малом перепаде напряжения рассмотрена работа с малым перепадом при низких нагрузках. Представлены два базовых решения, которые включают (А) имитацию нагрузки на выходе и (В) внешнее напряжение на выводе ВООТ. На рисунках 7-9 показана работа базовых решений. На основании базовых решений представлены 4 дополнительных решения:

  1. Диод, включённый между входом и ВООТ.
  2. Диод, включённый между выходом и ВООТ.
  3. Генератор накачки заряда, включённый между выходом и ВООТ.
  4. Диод и резистор на РН.

Сравнение дополнительных решений, представленных в разделах выше, описывает их достоинства и недостатки.

Для решения (1) между входом и ВООТ включается диод, несмотря на то, что он обладает наименьшим начальным напряжением и самым небольшим гистерезисом (таблицы 1 и 2) и его максимальное входное напряжение равно всего 8 В (рисунок 12), что в значительной степени ограничивает практическое применение этого решения.

Эффективность решений (1) и (4) ниже эффективности решений (2) и (3) (рисунки 13 и 14). Эффективность (КПД) решений (2) и (3) наиболее близка к эффективности исходного преобразователя.

Если выходное напряжение ниже 8 В, решения (2) и (3) могут использоваться для улучшения работы при малом перепаде напряжения. В соответствии со сравнениями, представленными в разделах «Начальное напряжение и напряжение восстановления», «Диапазон напряжений на входе и на выходе», «Эффективность (КПД)» и «Реакция на переходные процессы в нагрузке», другие характеристики этих двух решений также наиболее близки к характеристикам исходного преобразователя. Корпорация Texas Instruments рекомендует применять решение (2) для улучшения работы с малым перепадом напряжения для выходного напряжения 3,3 В и решение (3) для напряжения 5 В. Эти рекомендации объясняются тем, что начальное напряжение и напряжение восстановления решений (2) и (3) близки друг другу для преобразователя 3,3 В, как указано в таблице 1. Для применения с напряжением 5 В начальное напряжение для решения (3) ниже, чем напряжение для решения (2), как показано в таблице 2, но требуется установка ещё двух внешних компонентов.

Данные решения и выводы также могут применяться для устройств TPS54040A, TPS54060A, TPS54140A и TPS54160A.

Кроме того, более современное семейство несинхронных регуляторов с более высокими токами нагрузки содержит в себе полевой транзистор для зарядки конденсатора ВООТ с целью улучшения работы при малом перепаде напряжения. Это семейство содержит устройства с напряжением до 60 В: TPS54360, TPS54560, TPS54361, TPS54561 и их аналоги с напряжением до 42 В.

Литература

  1. TPS54260 3.5 V to 60 V Input, 2.5 А, Step Down Converter with Eco-mode™ (Понижающий преобразователь с экономичным режимом Eco-mode™), корпорация Texas Instruments (SLVSA86).
  2. TPS54260EVM-597 2.5 А, SWIFT™ Regulator Evaluation Module (Оценочный модуль регулятора SWIFT™ TPS54260EVM-597), корпорация Texas Instruments (SLVU372).
  3. Philip Meyer, John Tucker (Филип Майер, Джон Такер) (2011 г.). Providing Continuous Gate Drive Using a Charge Pump (Обеспечение постоянного управления затвором с помощью генератора накачки заряда), корпорация Texas Instruments (SLVA444).