Оптимизация рабочих характеристик GaN-транзисторов со встроенным драйвером

Йонг Ксай (Yong Xie), Пол Брохлин (Paul Brohlin)

Объединение полевых GaN-транзисторов с их драйверами упрощает конструкции силовых каскадов на основе GaN-транзисторов.

Транзисторы на основе нитрида галлия (GaN) могут переключаться намного быстрее, чем кремниевые полевые МОП-транзисторы, и таким образом способны обеспечить меньшие потери на коммутацию. Однако при высоких скоростях нарастания сигнала определенные типы корпусов могут ограничивать коммутационные характеристики полевых GaN-транзисторов. Объединение GaN-транзистора с драйвером в одном корпусе уменьшает паразитные индуктивности и оптимизирует коммутационные характеристики. Объединение с драйвером также позволяет реализовать защитные функции.

Введение

С точки зрения коммутационных характеристик транзисторы на основе нитрида галлия (GaN) обладают преимуществами перед кремниевыми МОП-транзисторами благодаря меньшей ёмкости выводов при таком же сопротивлении открытого канала и отсутствию паразитного диода с его потерями на восстановление при переключении. Благодаря этим особенностям полевые GaN-транзисторы могут осуществлять коммутацию с более высокими частотами, повышая плотность мощности и улучшая рабочие характеристики в переходных режимах, сохраняя при этом приемлемый уровень коммутационных потерь.

Традиционно GaN-приборы реализуются в корпусах как дискретные устройства с внешними драйверами, так как при изготовлении GaN-приборов и их драйверов используются разные технологии, и даже их изготовители могут быть разными. У каждого корпуса будут проволочные выводы и/или контакты, которые вносят паразитную индуктивность, как показано на рисунке 1a. При коммутации с высокими скоростями нарастания напряжения в десятки-сотни вольт за наносекунду эти паразитные индуктивности могут приводить к коммутационным потерям, затухающим переходным процессам («звону») и проблемам с обеспечением надёжности.

 а) GaN-транзистор с драйвером в отдельном корпусе;

Рисунок 1. а) GaN-транзистор с драйвером в отдельном корпусе; б) в интегрированном корпусе GaN-драйвер

Объединение GaN-транзистора с его драйвером (рисунок 1б) устраняет индуктивность цепи «общий провод — исток» и существенно снижает индуктивность между выходом драйвера и затвором GaN-транзистора, а также индуктивность в цепи заземления драйвера. В этой статье мы рассмотрим проблемы и ограничения, обусловленные паразитными параметрами корпуса. Оптимизация этих параметров в интегрированном корпусе уменьшает паразитные эффекты и позволяет добиться превосходных коммутационных характеристик при скоростях нарастания напряжения более 100 В/нс.

Схема для моделирования

Чтобы смоделировать влияние паразитных индуктивностей, мы использовали полумостовой силовой каскад на основе GaN-транзистора в режиме обеднения в конфигурации с прямым подключением драйвера (рисунок 2). Мы собрали полумост как понижающий преобразователь с напряжением на входе 480 В, 50%-ным рабочим циклом с временем отключения 50 нс (выходное напряжение [Vвых.] = 240 В) и током индуктивности 8 А. Драйвер переключает затвор GaN-транзистора напрямую между уровнями напряжения включения и отключения. Сопротивление драйвера определяет скорость нарастания напряжения GaN-устройства при включении. Ток истока моделирует индуктивную нагрузку, подключённую к коммутационному узлу (SW) в понижающем преобразователе в режиме постоянной проводимости.

 Упрощённая схема полумоста для моделирования

Рисунок 2. Упрощённая схема полумоста для моделирования

Индуктивность общего истока

Одним из наиболее важных паразитных элементов при высокоскоростной коммутации является индуктивность общего истока (Lcs на рисунке 1a), которая ограничивает скорость нарастания тока стока транзистора. В обычном корпусе TO-220 исток GaN-прибора выводится с помощью проволочных выводов на единый вывод, куда подключаются и ток стока, и ток затвора. Эта индуктивность общего истока модулирует напряжение затвор-исток при изменении тока стока. Индуктивность общего истока — включая проволочный вывод и вывод корпуса — может превышать 10 нГн, ограничивая скорость нарастания (di/dt) и увеличивая потери на коммутацию.

В случае интегрированного корпуса (рисунок 1б) земля драйвера подключается проволочным выводом напрямую к контактной площадке истока кристалла GaN. Такое двухпроводное подключение истока минимизирует индуктивный тракт общего истока, который совместно образует цепь питания и цепь затвора, позволяя устройству переключаться с намного большими скоростями нарастания тока. Вывод истока для двухпроводного подключения можно добавить и в корпус отдельного устройства, но наличие дополнительного вывода делает такой корпус нестандартным. Вывод истока с двухпроводным подключением также должен быть проложен на печатной плате для обратного соединения с корпусом драйвера, что увеличивает индуктивность цепи затвора.

На рисунке 3 показаны сигналы жёсткого переключения при включённом ключе верхнего плеча. При индуктивности общего истока 5 нГн скорость нарастания становится наполовину меньше вследствие эффекта истощения истока. Меньшая скорость нарастания ведёт к увеличению времени переходного процесса и к более высоким потерям перекрёстной проводимости, как видно из графиков энергопотребления. При индуктивности общего истока 5 нГн потеря энергии возрастает с 53 до 85 мкДж, то есть на 60%. При частоте коммутации 100 кГц потеря мощности увеличивается с 5,3 до 8,5 Вт.

 Включение верхнего плеча при различных индуктивностях общего истока

Рисунок 3. Включение верхнего плеча при различных индуктивностях общего истока: красный = 0 нГн, зелёный = 1 нГн, синий = 5 нГн. Характеристика E_HS — это результат интегрирования VDS (напряжение сток-исток) и IDS (ток сток-исток) верхнего плеча устройства по времени (энергопотребление)

Индуктивность цепи затвора

Индуктивность цепи затвора включает в себя как индуктивность затвора, так и индуктивность заземления драйвера. Индуктивность затвора — это индуктивность между выходом драйвера и затвора GaN. В случае отдельных корпусов индуктивность затвора включает в себя индуктивность проволочного вывода выхода драйвера (Ldrv_out), индуктивность проволочного вывода затвора GaN-транзистора (Lg_gan) и индуктивность печатного проводника на плате (Lg_pcb), как показано на рисунке 1a.

В зависимости от размера корпуса индуктивность затвора может находиться в диапазоне от нескольких наногенри в случае компактного корпуса для поверхностного монтажа (например, квадратного плоского безвыводного корпуса) до значений более 10 нГн в случае силового корпуса с выводами (например, TO-220). Если драйвер объединяется с полевым GaN-транзистором на одной выводной рамке (рисунок 1б), затвор GaN-транзистора напрямую соединяется с выходом драйвера, что может снизить индуктивность затвора до значений менее 1 нГн. Объединение в одном корпусе также может существенно уменьшить индуктивность заземления драйвера (с Ldrv_gnd + Ls_pcb на рисунке 1a до Lks на рисунке 1б).

Снижение индуктивности цепи затвора сильно влияет на коммутационные характеристики, особенно во время отключения, когда сигнал на затворе GaN-транзистора снижается благодаря резистору. Резистор должен иметь достаточно низкий номинал, чтобы устройство не включалось вновь, когда его сток подтягивается к верхнему уровню во время переключения. Этот резистор образует индуктивно-резистивно-емкостной (L-R-C) колебательный контур вместе с ёмкостью затвор-исток GaN-прибора и индуктивностью цепи затвора. Согласно выражению 1, добротность этого контура:

Формула

При большей индуктивности цепи затвора добротность увеличивается, и «звон» в контуре становится сильнее. Этот эффект моделируется 1-Ом резистором, выключающим полевой GaN-транзистор нижнего плеча. На рисунке 4 это происходит примерно в момент 9,97 мкс, когда индуктивность цепи затвора меняется с 2 до 10 нГн. В случае индуктивности 10 нГн напряжение затвор-исток нижнего плеча колеблется, опускаясь на 12 В ниже отрицательного смещения затвора. Это значительно увеличивает нагрузку на затвор GaN-транзистора. Следует заметить, что перегрузка затвора любого полевого транзистора повышает опасения, связанные с надёжностью системы.

 Сигналы при отключённом нижнем плече и включённом верхнем плече

Рисунок 4. Сигналы при отключённом нижнем плече и включённом верхнем плече при различных индуктивностях цепи затвора: красный = 2 нГн, зелёный = 4 нГн, синий = 10 нГн. E_HS — энергопотребление в верхнем плече

Индуктивность цепи затвора также оказывает существенное влияние на запирающую способность. Когда затвор транзистора нижнего плеча удерживается в состоянии отключения, транзистор верхнего плеча включён, ёмкость сток-затвор нижнего плеча создаёт большой ток в цепь запертого затвора. Этот ток открывает затвор через индуктивность цепи затвора. На рисунке 4 показана ситуация в момент времени около 10,02 мкс. По мере увеличения индуктивности напряжение затвор-исток (VGS) возрастает, увеличивая сквозной ток, который виден на графиках тока стока верхнего плеча (ID_HS). Сквозной ток вызывает увеличение потери энергии при перекрёстной проводимости (E_HS) с 53 до 67 мкДж.

Одним из способов снижения потерь в затворе является увеличение понижающего сопротивления, что, в свою очередь, уменьшает добротность L-R-C-контура согласно выражению (1). На рисунке 5 показан результат моделирования при индуктивности цепи затвора 10 нГн и запирающем сопротивлении (Rpd), меняющемся от 1 до 3 Ом. Хотя недорегулирование затвора ограничивается несколькими вольтами ниже отрицательного смещения при 3-Ом понижающем сопротивлении, запирающая способность ухудшается, вызывая больший сквозной ток. Это становится очевидным, если обратиться к графикам тока стока.

 Результат моделирования при индуктивности цепи затвора 10 нГн и запирающем сопротивлении

Рисунок 5. Результат моделирования при индуктивности цепи затвора 10 нГн и запирающем сопротивлении: Rpd = 1 Ом (красный), 2 Ом (зелёный) и 3 Ом (синий). E_HS — энергопотребление в верхнем плече

Графики энергии E_HS показывают дополнительную потерю 13 мкДж в каждом цикле переключения, то есть почти 60%-ный рост с уровня в 53 мкДж по сравнению со случаем индуктивности цепи затвора 2 нГн и сопротивления понижающего резистора 1 Ом (рисунок 4).

При частоте коммутации 100 кГц потеря мощности в транзисторе верхнего плеча увеличивается с 5,3 до 8 Вт вследствие сквозного тока, обусловленного как высокой индуктивностью цепи затвора, так и высоким запирающим сопротивлением. Эта дополнительная потеря мощности может сильно затруднить теплоотвод в силовых приборах, а также увеличить стоимость их корпусов и охлаждения.

Можно подать смещение на затвор, чтобы получить большее отрицательное напряжение на нём для снижения сквозного тока, но это увеличивает нагрузку на затвор, а также потери в течение «мёртвого» времени, когда транзистор находится в третьем квадранте. Поэтому при высокой индуктивности цепи затвора трудно достичь компромисса между нагрузкой на затвор и запирающей способностью транзистора. Нужно либо увеличить нагрузку на затвор, либо допустить сквозной ток полумоста, который увеличивает потери при перекрёстной проводимости и затухающий переходный процесс в силовой цепи и может создать проблемы, связанные с областью надёжной работы (ОНР) транзистора. Корпус GaN-транзистора, объединённого с драйвером, обеспечивает низкую индуктивность цепи затвора и сводит к минимуму как нагрузку на затвор, так и опасность сквозного тока.

Защита GaN-транзисторов

Установка драйвера в одну рамку выводов с GaN-транзистором гарантирует, что их температуры близки друг к другу, поскольку рамка выводов является превосходным проводником тепла. В драйвер может быть встроена функция измерения температуры и защиты от перегрева, которая выключает GaN-транзистор, если температура выходит за допустимый порог.

Защита от перегрузки по току может быть реализована с помощью последовательно подключённого МОП-транзистора или параллельно подключённого измерительного GaN-транзистора. В обоих случаях требуются соединения с низкой индуктивностью между GaN-транзистором и его драйвером. Поскольку GaN-транзистор обычно переключается очень быстро, с высоким значением di/dt, дополнительная индуктивность в соединении может вызвать затухающие переходные процессы и требует большой длительности блокирования, чтобы не допустить ложного срабатывания защиты от перегрузки по току. Объединение с драйвером обеспечивает соединения с минимальной индуктивностью между схемой измерения и полевым GaN-транзистором, поэтому схема защиты от перегрузки по току может срабатывать максимально быстро, защищая устройство от чрезмерных токов.

Вид сигнала при ступенчатом переключении

На рисунке 6 показан сигнал при переключении полумоста, собранного из двух GaN-транзисторов в квадратных плоских безвыводных корпусах (QFN) размером 8×8 мм со встроенным драйвером. Канал 2 показывает коммутационный узел, когда транзистор верхнего плеча быстро переключается со скоростью нарастания сигнала 120 В/нс при напряжении шины 480 В. Оптимизированный корпус транзистора, объединённого с драйвером, и печатная плата ограничивают перенапряжение значением менее 50 В. Обратите внимание: сигнал снят с помощью зондов и осциллографа с частотой 1 ГГц.

 Вид сигнала в коммутационном узле

Рисунок 6. Вид сигнала в коммутационном узле при включённом верхнем плече в полумостовом преобразователе (канал 2)

Заключение

Объединение GaN-транзистора и его драйвера в одном корпусе исключает индуктивность общего истока, позволяя реализовать более высокие скорости нарастания тока. Оно также уменьшает индуктивность цепи затвора, что позволяет свести к минимуму нагрузку на затвор во время отключения и увеличивает запирающую способность транзистора. Кроме того, такое объединение позволяет разработчикам реализовать эффективную защиту от перегрева и от перегрузки по току полевых GaN-транзисторов.